Генераторы и преобразователи с индуктивно—ключевым формированием тока тема автореферата и диссертации по физике, 01.04.13 ВАК РФ
|
Багинский, Борис Антонович
АВТОР
|
||||
|
доктора технических наук
УЧЕНАЯ СТЕПЕНЬ
|
||||
|
Томск
МЕСТО ЗАЩИТЫ
|
||||
|
1995
ГОД ЗАЩИТЫ
|
|
01.04.13
КОД ВАК РФ
|
||
|
|
||||
РГ Б" ОД
9 1 Г !'Т -с^сийская академия наук ~ Сибирское отделение
Институт сильноточной электроники
На правах рукописи
ВАГИНСКИЙ БОРИС АНТОНОВИЧ
Генераторы и преобразователи с индуктивно—ключевым формированием тока
01.04.13 — электрофизика 05.09.12 — полупроводниковые преобразователи электроэнергии
АВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени доктора технических наук
Томск — 1995
Работа выполнена в Томском политехническом университете
Официальные оппонент
Заслуженный деятель науки и техники РФ, доктор технических наук, профессор Ивашин В.В. (ТолПИ, г. Тольятти)
Действительный член Академии электротехнических наук, доктор техннических наук, профессор Лабунцов В.А. (МЭИ, г. Москва)
Заслуженный деятель науки и техники РФ, доктор техннических наук, профессор Чахлов В.А.
Ведущая организация: НИИ электрофизической аппаратуры,
г. Санкт-Петербург
заседании специализированного совета Д 003. 41. 01 в Институте сильноточной электроники СО РАН (634055, г. Томск, пр. Академический 4)
С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке Института сильноточной электроники СО РАН.
(НИИ ИН, г. Томск)
Защита состоится
1995г. в_часов на
Автореферат разослан
1995г.
Ученый секретарь специализированного совета
доктор физико—ь--------------------- -------
профессор
Пркюкуровский
I
[
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность работы.
Проблема формирования токов, изменяющихся по определенным законам, является одной из фундаментальных проблем энергетической электроники. В её решении важную роль играют индуктивные элементы, являющиеся токовыми по своей природе. Многообразие устройств, использующих индуктивные токоформирующие цепи, можно разделить на две большие группы. В первой из них индуктивный характер носит нагрузка и необходимо обеспечить требуемую форму тока именно в ней. Во второй группе специально введенный индуктивный элемент используется для формирования тока во внешних по отношению к нему цепях. Характерными представителями первой группы являются системы создания импульсных магнитных полей, электромагнитные двигатели возвратно-поступательного движения, индукторы, а второй - как классические преобразователи напряжения (выпрямители, инверторы, конверторы), так и специализированные электротехнологические устройства (зарядные, сварочные и т.д.). Несмотря на существенное различие функций, выполняемых перечисленными устройствами, используемые в них цепи формирования токов имеют близкую топологию. Поэтому оригинальные решения, предложенные разработчиками одного типа устройств, могут быть эффективно использованы в других.
Научные основы формирования токов в нагрузке индуктивного характера были заложены, в основном, при разработке систем питания ускорителей заряженных частиц трудами ряда зарубежных и отечественных ученых. Среди них: Westendorp W.E., Kerst D.W., Si рек L, Ананьев JI.M., Гусев O.A., Ивашин В.В., Комар Е.Г., Сипайлов Г.А., Столов A.M., Фурман Э.Г., Чахлов B.JI., Чучалин И.П. и др. Большая часть работ проводилась применительно к стационарным ускорительным комплексам, как правило уникальным.
Среди ускорителей особое место занимают бетатроны, получившие широкое применение в промышленности, медицине и научных исследованиях во многих странах. Главный недостаток первого поколения бетатронов — относительно низкая интенсивность излучения, в значительной мере устраняется за счет разработки й внедрения специальных генераторов, обеспечивающих рациональное формирование ускоряющего магнитного поля. Добротность основного элемента бетатрона — электромагнита
практически не зависит от мощности, передаваемой пучку ускоренных электронов, а определяется используемыми материалами, конструкцией и режимом возбуждения, т. е. законами изменения намагничивающего тока. Целесообразность формирования однополярных импульсов магнитного поля и, соответственно, тока была показана еще основателями бетатроностроения. Однако реализация импульсного режима, тем более с законом изменения тока, отличным от синусоидального, связана с проблемой коммутации больших мощностей. Поэтому активная разработка и практическое внедрение соответствующих генераторов начались в конце 60" - начале 70* годов, когда отечественная промышленность освоила выпуск тиристоров. Начало научной деятельности автора совпало с запуском первых генераторов этого типа и исследования в данной области проводились при его непосредственном участии. Поскольку бетатрон является массовым типом ускорителя и ряд его моделей выпускается серийно, то при создании соответствующих генераторов потребовались детальные исследования режимов работы электромагнита, накопительных конденсаторных батарей, тиристорных коммутаторов, а также цепей согласования с питающей сетью. Комплексное решение данных вопросов является актуальной задачей, имеющей важное значение для электромагнитных импульсных систем.
Управляемый токовый выход должны иметь системы электропитания целого ряда электрофизических и электротехнологических устройств и установок. При этом одной из наиболее характерных является задача заряда емкостных накопителей. Несмотря на значительное число работ, посвященных её решению (авторы: Бенедиктов Г.В., Бертинов А.И., Булатов О.Г., Волков И.В., Кныш В.А., Пентегов И.В., и др.) до настоящего времени остается актуальной проблема построения зарядных устройств (ЗУ), работающих в режиме источника мощности. Эта проблема связана с технической реализуемостью требуемой зависимости между зарядными током и напряжением и сводится к необходимости формирования зарядного тока, изменяющегося по определенному закону. В известных типах ЗУ, построенных на базе емкостных и индуктивных дозаторов, колебательных контуров (в т. ч. индуктивно-емкостных преобразователей ), формирователей ступенчатого напряжения в основном реализуется режим с постоянством только "гладкой" составляющей зарядной мощности. Вследствиё импульсного характера зарядных токов мгновенное значение указанной мощности изменяется в больших пределах, что
в общем случае нежелательно. В то же время с помощью современных ключей и индуктивных элементов можно формировать непрерывный зарядный ток, изменяющийся по требуемому закону. Практическое внедрение ЗУ на базе индуктивно-ключевых структур сдерживается недостаточной разработкой как теоретических основ их построения, так и эффективной схемотехники.
На фоне достижений по созданию устройств, осуществляющих преобразование электроэнергии на повышенной частоте, особенно четко проявились проблемы построения сетевых бестрансформаторных выпрямителей. Во — первых, современные требования, предъявляемые к качеству потребляемой энергии, трудно реализовать классической схемой, содержащей вентильный блок и сглаживающий индуктивно-емкостной фильтр. Во — вторых, высокочастотное звено, как правило реализующее сложные функции, зачастую имеет меньшие массу и габариты, чем включенное на его входе звено постоянного тока. Эти положения особенно проявляются при питании от однофазной промышленной сети. Качество потребляемой энергии непосредственно связано с законом изменения входного тока, который, наряду с массой и объемом выпрямителя зависит от сглаживающего фильтра.
Для удовлетворения жестких требований МЭК по электромагнитной совместимости выпрямителей с сетью создаются специализированные устройства активной коррекции коэффициента мощности. Эти устройства принудительно формируют синусоидальный входной ток и выполняются на базе высокочастотных индуктивно-ключевых структур. При этом функции сглаживания пульсаций выходного напряжения в основном выполняют емкостные фильтры. Данному направлению посвящены опубликованные в последние годы работы Лабунцова В.А., Мустафы Г.М., Флоренцева С.Н. и др. Однако близкий к синусоидальному входной ток, а также предпочтительную форму тока фильтровых конденсаторов можно обеспечить путем перевода сглаживающего дросселя классической схемы в режим индуктивно-ключевого формирователя тока, либо путем использования ряда дроссельно-ключевых цепей, работающих с фазовым сдвигом. К настоящему времени рядом ученых (V. Загу, Р. Ташкт, ¡Ек^агу, Липковский К.А., Поликарпов А.Г., Шуваев Ю.Н., и др.), а также автором предложена серия схем преобразователей с токоформирующими вентильно-индуктивными цепями, в том числе выпрямителей понижающего и повышающего типов. Комплексный анализ их параметров — актуальная, практически значимая задача. •
Цель работы и задачи исследований.
Основная цель работы - создание новых типов генераторов тока электромагнита бетатронов, устройств заряда емкостных накопителей и бестрансформаторных выпрямителей, улучшение характеристик которых достигается за счет рационального управления потоком энергии индуктивный элементов.
Для достижения поставленной цели решались следующие группы задач:
1. В области генераторов импульсов тока электромагнита (ГИТЭ) бетатронов:
— вывод соотношений для расчета потерь в электромагните и накопительной конденсаторной батарее для типовых режимов работы ГИТЭ; обоснование на основе анализа указанных соотношений рекомендуемых режимов;
— классификация, разработка и сравнительный анализ тиристорных коммутационных узлов, обеспечивающих регулируемый обмен энергией между накопительной батареей и электромагнитом;
— разработка устройств компенсации потерь (УКП) в элементах генераторов при питании от промышленной сети и автономных источников постоянного тока; анализ УКП по предложенным критериям и выработка рекомендаций по их применению.
2. В области устройств заряда емкостных накопителей:
— анализ физически реализуемых законов изменения зарядного тока, обеспечивающих уменьшенную переменную составляющую передаваемой мощности; исследование способов формирования тока с помощью индуктивных элементов и ключей;
— разработка оптимальных схем преобразователей с управляемым токовым выходом, а также принципов построения зарядных устройств на базе типовых модулей
3. В области бестрансформаторных выпрямителей:
— разработка основ синтеза выпрямителей с управляемым потоком энергии сглаживающих дросселей;
Л . — разработка и анализ вариантов однофазного мостового выпрямителя:
а) при переводе сглаживающего дросселя в режим индуктивно-ключевого формирователя тока;
б) при введении в состав фильтра, дополнительных токоформирующих активцых звеньев, емкостного и индуктивного
типов;
— разработка и исследование характеристик составных управляемых выпрямителей понижающего типа, а также выпрямителей с повышенным выходным напряжением с многообмоточными токоформирующими дросселями
Методы исследований
Теоретические положения работы получены на основе математического аппарата линейных дифференциальных уравнений с использованием кусочно — припасовочного метода, методов линейно—непрерывной аппроксимации, гармонического анализа, переключающих функций. Широко использованы численные методы машинного анализа с помощью программы Ма^СЛЮ.
Достоверность разработанных теоретических положений обеспечена использованием различных методик и моделей при решении одной и той же задачи, а также сравнением расчетных данных с результатами моделирования с помощью пакета прикладных программ Р3р1се, а также результатами физического эксперимента.
Научная новизна работы
1. В единой системе параметров получены соотношения для расчета потерь в электромагните, накопительной конденсаторной батарее и коммутационном звене формирователя импульсов тока электромагнита, позволяющие обоснованно подойти к выбору предпочтительного режима работы. В частности, впервые показана целесообразность формирования парных синусоидальных импульсов тока для снижения потерь в диэлектрике емкостного накопителя
2. Проведена систематизация принципов построения устройств компенсации потерь в формирователях тока, проанализированы процессы в ряде оригинальных схем и получены уравнения для расчета их основных характеристик. Выведены соотношения для изменений амплитуды тока при колебаниях вводимой энергии и определены структуры устойчивых систем стабилизации тока.
3. Предложено в качестве параметра, характеризующего режим работы зарядных устройств, использовать коэффициент обменной энергии ЗУ. Получены выражения для расчета данного параметра при различных законах изменения зарядного тока.
4. Предло же н способ токового регулирования выпрямленного и постоянного напряжений путем управления потоком энергии сглаживающих дросселей и на его основе синтезированы новые схемы выпрямителей и конверторов, обладающие улучшенной формой входного тока.
5. Введено понятие оптимального по энергоемкости сглаживающего фильтра. Показана неэффективность энергопроцессов в индуктивно-емкостном фильтре и для рационального управления ими предложено вводить дополнительные активные звенья емкостного и индуктивного типов. Разработаны математические модели для расчета данных устройств.
6. Созданы математические модели, оригинальных схем повышающих выпрямителей и численно определены их основные характеристики.
7. Сформулирован ряд аксиоматических положений, характеризующих общие свойства индуктивно-ключевых цепей.
Практическая ценность работы
1. Полученные данные о коэффициентах изменения потерь в элементах формирователя тока позволяют обосновать предпочтительный режим работы контура импульсного возбуждения электромагнита и схему коммутационного звена как вновь проектируемых, так и модернизируемых установок. Тип и параметры питающей сети, а также режим работы формирователя тока определяют целесообразную схему устройства компенсации потерь,, которая выбирается в соответствии с приведенными в диссертации рекомендациями. Предложенные группы схем позволяют реализовать эффективное согласование как с промышленной сетью, так и с автономными источниками низковольтного постоянного напряжения.
Результаты проведенных теоретических исследований и разработанных технических решений использованы при создании систем .импульсного возбуждения электромагнитов пяти типов бетатронов. Перевод бетатронов на импульсное питание позволил не только в 2...4 раза повысить интенсивность излучения без изменения массы электромагнита и величины потребляемой мощности, но и расширить функциональные возможности и области применения (в частности появилась возможность генерации импульса излучения в заданный момент времени). Малогабаритные бетатроны и соответствующие генераторы выпускаются серийно в
том числе Английской фирмой JOHN MAKLEOD ELECTRONICS LTD, а транспортабельные и стационарные ускорители — в виде партий. Генераторы тока стали неотъемлемой частью всех разрабатываемых бетатронов.
2. Предложен класс однотактных преобразователей с трансформаторным токовым выходом, в которых энергия токоформирующего дросселя используется для размагничивания согласующего трансформатора. Обоснованы рекомендуемые режимы работы данных устройств в качестве зарядных, в том числе режим с переменной частотой преобразования, зависящей от напряжения заряжаемого накопителя. При построении ЗУ для повышения эффективности использования элементов токовых ячеек предложено реализовывать ряд типовых трансформаторно-выпрямительных выходов и в процессе заряда накопителя с помощью триад вентилей переключать их с параллельного соединения на последовательное. Это позволяет формировать ступенчато-падающий ток и при фиксированной мощности, коммутируемой ключами преобразователя (ей) увеличить выходную мощность ЗУ.
На базе предложенных ячеек и обоснованных способов формирования тока разработан ряд зарядных устройств модульного типа в составе систем питания: малогабаритного импульсно-периодического С02 — лазера; установки электроразрядной очистки воды; ультрафиолетового облучателя (подготовлено серийное производство). Полученные в работе рекомендации по построению ЗУ с токоформирующим колебательным контуром использованы при разработке импульсных генераторов для получения ультрадисперсных порошков, систем питания технологического С02 — лазера и лазера на парах металлов (изготовлены опытные образцы).
3. Предложены новые схемы преобразователей переменного напряжения в постоянное, позволяющее создавать:
— понижающие управляемые выпрямители, обладающие высоким значением коэффициента мощности при широком диапазоне изменения выходного напряжения;
— неуправляемые однофазные выпрямители с уменьшенной в 2...3 раза массой фильтрующих элементов и улучшенным качеством переходных процессов;
— бестрансформаторные однофазные и трехфазные повышающие выпрямители с улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями.
Разработана методика расчета данных устройств с использованием введенной системы безразмерных параметров. Технические решения и методика расчета использованы при создании бестрансформаторных входных выпрямителей систем питания ряДа типов электрофизических и электротехнологических установок: малогабаритных бетатронов и лазеров; установок для обеззараживания воды, установок для ионной имплантации металлов.
4. Результаты работы используются в учебном процессе Томского политехнического университета при изучении дисциплин: "Основы преобразовательной техники", "Силовые вентильные преобразователи", "Транзисторные преобразователи напряжения", "Медицинская интроскопия".
Основные положения, выносимые на защиту
1. В формирователях импульсов тока электромагнита, содержащих накопительную конденсаторную батарею и тиристорный коммутационный узел, существует оптимальный по потерям режим, который при заданной амплитуде тока и используемой элементной базе зависит от частоты повторения импульсов:
— при низкой частоте (единицы, десятки Гц) целесообразно генерировать симметричные импульсы квазисинусоидальной или квазитреугольной формы, обеспечивая соответственно частичный перезаряд или частичный разряд емкостного накопителя;
— при повышенной частоте (сотни Гц) предпочтительно формирование пар синусоидальных импульсов тока, когда емкостной накопитель работает с полным перезарядом, по увеличенной постоянной составляющей его напряжения.
2. Компенсацию потерь в контуре импульсного возбуждения электромагнита целесообразно осуществлять путем подключения с помощью тиристоров последовательно с элементами контура непосредственно источника напряжения или источника с токоформирующим дросселем, который может исполнять функции промежуточного накопителя энергии. Если частота формируемых импульсов тока совпадает с частотой полупериодов питающей сети, то блок компенсации потерь целесообразно выполнять без явно выраженного звена постоянного тока. Ví <
3. Формирование ступенчато -^падающего тока является эффективным принципом построения зарядных устройств,
работающих в близком к источнику мощности режиме. Эту задачу целесообразно осуществлять путем переключения с параллельного соединения на последовательное выходов токовых ячеек. В качестве таких ячеек могут быть успешно применены однотактные преобразователи, в которых энергия токоформирующего дросселя дополнительно используется для размагничивания согласующего трансформатора.
4. Перевод сглаживающего дросселя в режим формирователя ступенчатого тока, а также введение в состав LC—фильтра активных емкостных токоформирующих звеньев позволяют значительно улучшить энергетические и массо—габаритные параметры бестрансформаторных неуправляемых выпрямителей. Управляемые выпрямители этого типа целесообразно строить на базе ряда вентильно—индуктивных цепей.
5. Повышающие выпрямители, в которых поочередной заряд выходных конденсаторов осуществляется током магнитно— связанных вентильно — индуктивных цепей, обладают улучшенными параметрами и могут быть более широко использованы в качестве сетевых в современных системах питания электрофизических установок и ускорителей.
Апробация работы и публикации
Материалы диссертации докладывались и обсуждались:
— на V -м Международном симпозиуме по бетатронам (Бухарест, 1971г.), 14 -м Международном конгрессе по высокоскоростной фотографии и фотонике (Москва, 1980г.), Всесоюзных Совещаниях с международным участием по применению ускорителей заряженных частиц в народном хозяйстве (Ленинград, 1985, 1988, 1992г.г.), конференции с международным участием "Импульсные лазеры на переходах атомов и молекул"(Томск, 1992, 1995г.г.).
— на Всесоюзных научно—технических конференциях симпозиумах и семинарах: "Разработка и практическое применение электронных ускорителей"(Томск, 1973, 1975г.г.); "Проблемы преобразовательной техники" (Киев, 1979, 1983, 1987, 1991г.г.); "Источники питания с высокими технико—экономическими показателями как средство совершенствования современных электротехнологических установок (Москва, 1983г.); "Силовые импульсные системы", (Новосибирск, 1981г.); "Создание комплексов электротехнического оборудования высоковольтной,
преобразовательной и сильноточной техники"(Москва, 1986г.); "Неразрушающие физические методы и средства контроля" (Свердловск, 1990г.); "Лазерное и аккустическое зондирование атмосферы" (Томск, 1987г.); "Проблемы электромагнитной совместимости силовых полупроводниковых преобразователей" (Таллин, 1984, 1990г.г.).
— на заседаниях научно—методического Совета по промышленной электронике при Минвузе СССР (Ташкент, 1981г.; Томск, 1986г.), региональных научно—технических конференциях по электронике (Томск, 1975, 1981, 1985, 1987, 1990, 1994г.г.), ряде отраслевых научных семинаров.
Основное содержание диссертации опубликовано в 90 печатных работах, в том числе 2 монографиях, 25 статьях и тезисах докладов Всесоюзных НТК, 60 авторских свидетельствах на способы и устройства, 3 информационных листках.
Структура и объем диссертации
Диссертация состоит из введения, шести глав, заключения, списка литературы из 234 наименований и приложения — актов внедрения разработок и рекомендаций автора. На 300 страницах изложен основной текст диссертации, включая 25 таблиц, 150 рисунков изображены на 96 страницах.
СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ
Во введении показана актуальность темы, выделены три класса устройств, в которых ярко проявляются аспекты проблемы формирования токов. Сформулированы цель работы, решаемые задачи. Дано краткое содержание глав, указаны методы исследований и перечислены основные положения, выносимые на защиту.
Первая глава посвящена энергетическому анализу режимов работы формирователей импульсов тока электромагнита (ФИТЭ) бетатрона и исследованию схем тиристорных коммутационных узлов, обеспечивающих данные режимы. На основе краткого рассмотрения процесса генерации излучения отмечается, что основным рабочим участком является интервал монотонного нарастания поля с нулевого до максимального значений, причем жестких требований и скорости изменения поля (и
соответствующего тока) не предъявляется. Поэтому при заданных амплитуде и частоте повторения импульсов тока их форма может выбираться по критериям потерь в элементах ФИТЭ. Базовая схема ФИТЭ, в которой предварительно заряженрый накопительный конденсатор б?н через вентильный мост подключается к обмотке
электромагнита Ь показана на рис. 1. Различают три режима её работы: с полным перезарядом емкостного накопителя (ЕН) — рис.2; с частичным перезарядом — рис. 3; с частичным разрядом — рис. 4. Обозначим их соответственно индексами ПП, ЧП, ЧР. В первом случае формируются синусоид а л ь н ы е импульсы тока, а во втором и третьем — квази-синусои-дальные и к в а з и -треугольные. Режимы ЧП и ЧР вводились с целью снижения потерь в ЕН и для их реализации
Рис.1
Рис.2
Рис.3
Рис.4
необходима принудительная коммутация тока ^ из вентилей Ух, У4 в цепь вентилей У2, У3. В режиме ЧП в момент времени ¿3 (см. рис.3) включаются У2, У3, к тиристорам У^ У4 прикладывается обратное напряжение частично перезаряженного накопителя и они запираются. Для реализации режима ЧР вентили У1, У4 должны быть полностью управляемыми, а ¥2, У3 — диодами.
Трудности расчета потерь в ФИТЭ определяются несинусоидальностью напряжений и токов. В работе принята следующая методика. За базовый принят режим, когда напряжение ЕН изменяется по синусоидальному закону, а в обмотке электромагнита протекает следующий без пауз однополярный синусоидальный ток. Введены коэффициенты изменения потерь 5 = Рл/Р0, где Рл, Р0 — соответственно потери в исследуемом и базовом режимах. Показано, что относительная добротность ФИТЭ зависит от четырех параметров импульсного процесса ^ф=^ф/©ф0=Д'Хфк,ап,аи), где д9 — скважность импульсов тока; фк— угол коммутации тока; «п=кп2—— коэффициент асимметрии пауз (см. рис. 2); —¿„I/¿и — коэффициент
асимметрии импульса тока (см. рис. 5). Необходимость введения
последнего параметра обусловлена тем, что в ряде случаев
формяруют импульсы тока с укороченным спадом (принципы синтеза таких схем ФИТЭ рассмотрены в работе).
Потери в электромагните складываются из потерь в магнитопроводе (стали) и
намагничивающей обмотке (меди). Для расчета коэффициентов изменения потерь в стали 5ст использован метод, основанный на том, что при равных приращениях индукции и различных рис д формах напряжения потери за цикл
перемагничивания в основном определяются средней фазовой скоростью (</2?/Л) . Коэффициент изменения потерь в меди 8м при заданном объеме под намагничивающую обмотку в первом приближении зависит только от коэффициентов формы и амплитуды тока. Получены выражения для 8ст, 5м в следующем виде:
Здесь /'м=Д(рк); /,ст=Дфк,а,Р) - коэффициенты режима работы ФИТЭ, определяемые приведенными в работе соотношениями;«, р -коэффициенты, зависящие от марки и толщины стали. Графики зависимостей Fк,Fcт=/{ц>к) показаны на рис. 6. Так как с ростом
потери в стали растут, а в
1.354
1.2
1.0
0.8
-2)
р
/ / л Ф
1 к К
меди падают, то существует скважность, при которой их сумма минимальна
¿О-^м
1/а
(2)
о.з
0.4
0.5 Рис.6
0.6
0.7
Здесь Ь=Рх0/Р^0 - отношение потерь в меди и стали для базового режима. При относительеая добротность электромагнита
(1 —1/а)
1.7 1.6 1.5 1.4 1.3 1.2 1.1
1 + *п
Я
¿о
а/с
1/«-
а-1
(3)
На рис.7 показаны зависимости ^=ДфкА)- Видно, что чем большую долю составляют потери в меди в базовом режиме, тем большего увеличения за счет рационального импульсного режима с оптимальной скважностью. Предпочтительным по потерям в электромагните является режим формирования треугольных импульсов тока (фк=0), причем существует граничный угол коммутации фкгр>л/2, при превышении которого невозможно повысить
Исследование влияния на потери в электромагните коэффициента асимметрии импульсов тока Я и показало, что при заданной длительности целесообразно формировать импульсы с равными фронтом и срезом.
Потери в емкостном накопителе складываются из потерь в диэлектрике Р и металлических частях (выводах) Рз. При несинусоидальной форме напряжения потери в диэлектрике определяются путем разложения напряжения в ряд Фурье й
0.2 0.4 Рис.7
0.6 0.8
суммирования потерь от отдельных гармонических составляющих. Учитывая низкую собственную частоту контура ФИТЭ и проверенную расчетами быструю сходимость рядов Фурье при разложении напряжения типовых форм (см. рис. 2, 3, 4) можно считать емкость и ЕН не зависящими от частоты. Тогда при фиксированной амплитуде напряжения ЕН коэффициенты изменения потерь в диэлектрике определяются по выражениям:
1 оо _„
1 (4)
Д ПП.ЧП
= Ъпи,
Я-1
2 . тп 1
^дчр —
Ъпи,
2
пш
Здесь итл/ит — относительная амплитуда п — й гармоники. Коэффициенты изменения потерь в металлических частях
2
4ф 2 5 = />ф
. ЛфО. » °в чр . ЛфО.
Ё1П2ФК
(5)
В работе, выведены соотношения для расчета 8д в асимметричном по паузе режиме (симметричный — его частный случай), а также коэффициентов 5 . Зависимости этих коэффициентов показаны на
®дчп,чр '^»чп.чр/£
2.5
•К о
"о 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 0
8д
А
/ ДПП
/ Чпп
6дчп|
1
3 0.4
3 4
0.5 0.6 0.7
Рис.8 Рис.9 Риз. 10
рис. 8, 9, 10. Как видно из рис.8 в режиме ПП кроме скважности 5 существенное влияние на потери в диэлектрике оказывает коэффициент асимметрии ап, причем потери максимальны в симметричном режиме и минимальны при формировании сдвоенных импульсов (йп=1). Расчеты показали, что в режимах ЧП и ЧР коэффициент асимметрии аа незцачительно влияет на величину потерь Р\
Приведенные на рис. 9 графики подтверждают известный вывод о значительном снижении потерь в диэлектрике при работе ЕН в режиме частичного разряда (срк<71/2), а также частичного перезаряда, если <рк незначительно превышает л/2. Так при
Фк=7г/2 , 5=1 потери в диэлектрике уменьшаются в 2.47 раза по сравнению с потерями при синусоидальном напряжении той же частоты. Расчетные и экспериментально подтвержденные зависимости, показанные на рис.10, свидетельствуют о том, что при переводе ЕН, работающего в симметричном режиме ПП, в асимметричный с й =1 или в режимы ЧП, ЧР достигается выигрыш по потерям тем больший, чем больше скважность формируемых импульсов тока. Как следует из графика 5в по рис.9 потери в металлических частях увеличиваются с ростом срк и скважности.
__Относительная добротность
емкостного накопителя
2.0
1.5
1.0
0.5
Яг.
1 с/ 0 = у-(Рк-0.5тс =0.1
N. ^Фк-0.671
ч „ПП*
у ППС
я с 1 + ¿0 9со'
(6)
до
3
Рис.11
отношение потерь в выводах и диэлектрике для базового режима. Приведенные на рис.11 зависимости показывают, что как с ростом скважности, так и с ростом фк относительная добротность ЕН_падает. В режиме ПП при 5'>1 (}с всегда меньше единицы, однако более высокие значения характерны асимметричному режиму. Искусственная коммутация тока позволяет существенно повысить однако вновь существует сочетание параметров «У и Фк, при котором рост Яс не наблюдается.
В главе проведен аналогичный анализ потерь в цепях, соединяющих накопительную батарею и электромагнит (конструктивно это обычно разные блоки) и рассмотрены схемы тиристорных коммутационных узлов, обеспечивающий взаимный обмен энергией между ними. Если для формирования квазитреугольных импульсов тока обычно используется базовая схема моста по рис.1 с включением вместо тиристоров V У3 диодов с дросселями насыщения (см. рис. 12) то для формирования квазитреугольных импульсов разработано
Рис.12
значительно большее число схем.
Их классификационным признаком может служить способ подключения коммутирующий конденсаторов: параллельно электромагниту; параллельно тиристорам основного контура или параллельно диодам, по которым энергия электромагнита возвращается в ЕН. Учитывая однополярный режим работы коммутирующих конденсаторов, а также то обстоятельство, что рекомендуемый угол коммутации находится в пределах 0.4л,
Рис.13
предпочтительным является последний класс схем. Предложенный автором вариант такого формирователя тока показан на рис.13. Накопительный <7н и коммутирующие (Ск1, С 2 ) конденсаторы в исходном состоянии заряжены с обозначенной полярностью до напряжения ¿7^. При включении тиристоров У7,У8 начинается разряд Ся на электромагнит и рост тока г'г В момент времени t2 подаются запускающие импульсы на тиристоры У5,Ув- К вентилям У7,Уа прикладывается обратное напряжение ¿/^=£/^-£7^, они запираются и ток электромагнита сначала замыкается через коммутирующие конденсаторы (цепь:+Ск1, Си, Ск2, Ув, Ь, У5, -Ск]), а после разряда их до нуля — через диоды Ух,Уг. К моменту времени tъ ток ¿ь спадает до нуля, диоды У1,У2 запираются и на интервале tь...tf¡ происходит подготовительный заряд коммутирующих конденсаторов по цепи:+Св, Ск1, У3, Ь, У4, Ск2, -Св.
На основе детального анализа электромагнитных процессов получены соотношения для электрического расчета групп формирователей квазитреугольного, тока с общим и раздельными коммутирующими конденсаторами. В качестве одного из основных
параметров использовано отношение их энергий к амплитуде энергии электромагнита.
Для получения импульсов тока (поля) стабильной амплитуды необходимо от внешнего источника передавать в силовой контур ФИТЭ энергию, компенсирующую потери в его элементах. Вопросам построения устройств компенсации потерь (УКП) при питании непосредственно от сети, через промежуточное звено постоянного тока, а также от низковольтных автономных источников посвящена вторая глава. Под генераторами импульсов тока электромагнита (ГИТЭ) в дальнейшем понимается формирователь тока с устройством компенсации потерь. В зависимости от способа подключения источника к энергоемким элементам силового контура можно выделить УКП параллельного, последовательного и смешанного типов. Устройства "дозаряда" конденсаторной батареи - классический пример УКП параллельного типа. В работе проанализированны известные и предложенные автором схемы ГИТЭ с импульсным вводом энергии в конденсаторную батарею путем подключения к ней цепи из источника постоянного напряжения и дросселя, который является либо токоограничивающим, либо выполняет роль промежуточного накопителя энергии. В качестве основных параметров используются следующие: К^и^/Е - коэффициент передачи по напряжению; ЖЛвг=^в/ваф/вт)/(£з/ЛЧ1/,эт) - относительная габаритная энергия дросселя цепи ввода; = / (2), = Хф/02 / (2РГв) -
относительная энергия конденсаторов и дросселей сглаживающего фильтра. Здесь /ф, /щ - эффективный и максимальный токи; ТУ -величина энергии передаваемой в ФИТЭ за один цикл. Несмотря на в целом удовлетворительные характеристики (.5^=2...20; И^вг=0.01...0.1) ГИТЭ с данным типом УКП находят ограниченное применение. Более широко используется класс генераторов с УКП последовательного типа, разработанный при непосредственном участии автора.
Базовая схема ГИТЭ с последовательным вводом энергии и временные диаграммы в характерных режимах её работы показаны на рис.14. Используемый здесь принцип ввода энергии заключается в том, что на определенном временном интервале через источник замыкается непосредственно ток электромагнита. В изображенном на рис.14,6 режиме тиристоры проводят ток по следующему циклу:
у„ у„ увая...о; к> Ш---0- № этом
коэффициент передачи определяется приближенным равенством
Кц=2£[1+со8а1-со8ф|-соз(а2-2ср| )]/я (7)
Если требуемый диапазон Ки обеспечивается изменением одного угла (о^, а2), то один из тиристоров У3...Ув исключается. Схема позволяет также вводить энергию непосредственно в электромагнит, обеспечивая дефорсировку тока (поля) на начальном участке. Временные диаграммы такого режима (см. рис. 14,в) реализуется
при следующем алгоритме работы вентилей: У1, ¥х, Г4(*2.../4); Г2, В
расмотренном ГИТЭ
минимальное число
дополнительных элементов, широкий диапазон изменения коэффициента передачи К =1...4<?/я.
а)
б> Рис.14 »)
При питании от однофазной промышленной сети в качестве
источника постоянного напряжения ГИТЭ по рис.14,а обычно
используют выпрямитель с ЬС - фильтром. В работе проведен анализ
режимов его работы в составе УКП и установленны следующие
положения:
1. Если частота формируемых импульсов тока кратна частоте питающей сети, то целесообразна синхронизация ГИТЭ сетью, причем существуют оптимальные углы потребления энергии, при
которых пульсации напряжения II фильтра минимальны (см. - рис.15, где
В =^ф/ХфКр - коффициент запаса дросселя по индуктивности; <5?, а - скважность и фаза импульсов тока ввода К*ь* = аЯязС^Кгл)\
2. При построении системы стабилизации амплитуды тока а электромагнита в виде САР по 71 отклонению возможны
значительные колебания ¿7Сф (и Рис.15 тока дросселя) на собственной
частоте фильтра.
Если питающим является низковольтный автономный источник ограниченной мощности, то возникают задачи, связанные с обеспечением требуемого коэффициента передачи и улучшением формы тока источника. В процессе решения этих задач предложена схема ГИТЭ, показаннаяна рис. 16,а. В данном устройстве УКП
Рис.16
б)
представляет собой двухполюсник (выводы - т,п)в составе источника Е, дросселя Ь^ и шунтированного диодом Уъ тиристора Р'в, который включен последовательно с электромагнитом. На интервале ^...г*2 открыт тиристор Уд и через него протекает разность токов г£е-1£з- С момента времени ¿2 ¿1э становится больше ¿и, тиристор
Ув запирается и до момента разность токов проводит диод У;>. Когда спадающий ток электромагнита вновь сравняется с током дросселя (момент ¿3) диод У% запирается и и Ь^ образуют последовательную цепь,уменьшающийся ток которой замыкается через источник. Если тиристор Уе включить после уменьшения тока нуля, то ток источника будет прерывистым, а если ранее (момент ¿4) - то непрерывным. На рис.17 показаны характерные
регулеровочные характеристики, т.е. зависимости Ки=/{а). Им свойственен крутой излом, соответствующий переходу тока источника из прерывистого в непрерывный .режим. Это объясняется существенным ростом постоянной составляющей тока 1£ . Естественная коммутация вентилей цепи ввода энергии, уменьшенная переменная составляющая тока источника и, следовательно, требуемой емкости фильтра, возможность получения больших значений коэффициента передачи - достоинства расмотренной схемы ГИТЭ.
Многие бетатроны, особенно на повышенные энергии, работают на частоте полупериодов
СХ1/Я
а2/п
Рис.17
питающей сети переменного тока. В этом случае выпрямитель с фильтром, т.е. явно выраженное звено постоянного тока, не является обязательным. В главе рассматривается предложенный автором
Рис.18
класс схем ГИТЭ, в которых ввод энергии производится либо непосредственно от сети, либо через токоформирующий дроссель. Одна из таких схем и временные диаграммы ее работы показанны на рис.18. Здесь обмотка электромагнита Ь^ выполненна из двух частей, что часто практикуется при высоких напряжениях контура с целью заземления средней точки. К элементам УКП относятся мост из вентилей У^...У3, дроссель и источник Е. На интервале ток разряда Си протекает через соответствующие тиристоры основного моста, обмотки электромагнита и диоды У^, У%. При обозначенной на рисунке полярности сетевого напряжения в момент времени ^ включается тиристор Уе и начинается рост тока источника. При этом на интервале через У$ протекает разность токов . В момент времени ts ток диода становиться равным нулю, он закрывается, и в дальнейшем ток последовательно соединенных дросселя и электромагнита, протекая в УКП через У?, Ув, спадает к моменту ¿5 до нуля. В зависимости от соотношения £в/.£а, а также углов а, [5 форма тока сети меняется от треугольной до синусоидальной, причем фазовое расположение этого тока можно устанавливать из условия обеспечения максимального коэффициента мощности % - Возможность реализации широкого диапазона как номинальных значений Ки, так и его регулировки, надежная естественная коммутация вентилей УКП, приемлемая габаритная энергия дросселя Ьъ (Й^г=0,04...0,08), а также высокие значения коэффициента мощности % (см.рис.19) позволяют рекомендовать данный класс схем при работе ГИТЭ на частоте 100Гц.
В главе рассмотренны
0.95
0.9
0.85
5=1.1 а=р=0
Я=з 3
7
✓
0=60 1 1
»+2 я
0.97
0.96
0.95
0.94
0.93
0.5 О.в 0.7
вопросы построения систем управления ГИТЭ. Показано, что импульсов тока целесообразно
0.2 0.3 0.4
Рис.19
частоту формируемых синхронизовать либо питающей сетью, либо отдельным задающим генератором, а систему УКП строить в виде комбинированной САР, причем по разомкнутому каналу обеспечивать независимость вводимой энергии от питающего напряжения, а по замкнутому - её регулировку, используя инерционную обратную связь по стабилизируемому параметру.
1Е
Ф
СФ ФТ
Третья глава посвящена вопросам формирования тока заряда емкостных накопителей. На рис.20 показана трехконтурная
модель зарядного устройства, состоящая из формирователя тока (ФТ) и сглаживающего фильтра Си (СФ). Под ФТ в данном случае — понимается устройство,
преобразующее постоянное входное _ напряжение в ток заданной формы при равенстве мгновенных значений Рис.20 мощности на его входе и выходе.
При этом закон изменения мощности на выходе ФТ однозначно определяет форму /ех и, соответственно, требуемые элементы СФ для обеспечения допустимых пульсаций входного тока. Зарядный цикл характеризуют два параметра:
- коэффициент амплитуды зарядной мощности Ржр\
- коэффициент обменной энергии ЗУ А'п=лЖфт/
Здесь Рат,Ржр - максимальная и средняя мощности; дИЛфт -максимальное приращение энергии фильтра; IVСт - энергия, переданная в ЕН. В режиме неизменной передаваемой мощности должна выполнятся следующая временная зависимость зарядного тока ¡3=^]РС/(2()- Практический интерес представляет реализация
близкой к данной зависимости ступенчато падающим током. Рассмотренны три режима формирования ступеней:
1. Амплитуда тока последующей ступени вдвое меньше предыдущей,
^ причем под действием тока ступени напряжение ЕН удваивается, т.е.
Т=/ //=1/2™; ТГС~исп/ис=\/2^-,
2. Ток л-й ступени составляет величину /=1/л, а напряжение накопителя на каждой ступени имеет равные приращения, т.е. ТГс=п1Ы\
I 3. Напряжение ¿7С как и во втором режиме, имеет равные приращения, т.е.'
0.5 0.25 0 1
0.5
3 и*
/
У \
/ иС
/
)
1
л/, 8Ц
1
/ зх ✓
7 4 *
/ г
/ у 0
Г
Рис.21
IIс=п! Ы, а амплитуда тока ступеней изменяется по закону /л=1/(2л-1).
Здесь /л, 1Х - амплитуды тока л-й и первой ступени; [7Сп, ¿/С;
напряжения ЕН в конце п-й ступени и в конце цикла заряда; Ы, п - число и номер ступеней.
Техническая реализация первого режима может быть осуществлена путем переключения выходов п типовых токовых ячеек с параллельного соединения на последовательное, а второго и третьего режимов - путем дискретного изменения коэффициента трансформации фиксированного первичного тока. Пример временных зависимостей относительных токов и напряжения для первого режима показана на рис.21. На рис.22 показаны зависимости дРР^Дбу для перечисленных трех режимов при формировании четырехступенчатого тока. Видно, что оптимальным
по переменной составляющей энергии фильтра является третий режим,
0.0854 0.06
0.02 0.016 0.01
0.4 0.6 Рис.22
когда закон изменения инвариантен к номеру ступени. В таблице 1 представленны численно расчитанные величины К^ К^. С ростом числа ступеней оба коэффициента Кп, и К^ уменьшаются в первом и во втором режимах, причем до их значения близки.
Табл.1
\ К-во Режим\ Коэффициент обменной энергии КХУ Коэффициент амплитуды мощности К^
2 3 4 5 оо 2 3 4 5 оо
1. 0,111 0,074 0,065 0,063 0,042 1,5 1,375 1,343 1,336 1,333
2. 0,111 0,083 0,06 0,05 0 1,5 1,333 1,25 1,2 1,0
3. 0,063 0,028 0,016 0,01 0 2,0 2,0 2,0 2,0 2,0
Примечание: при N=1 ^^=0,25; К^=2
Таким образом, перевод ЗП из режима источника постоянного тока в режим формирования ступенчатого тока позволяет: а) снизить переменную составляющую энергии ЗП и соответственно уменьшить установленную мощность фильтрующих элементов; б) уменьшить
разность между средней и максимальной мощностью и тем самым увеличить выходную мощность ЗП. Так, при указанном переводе в режим формирования четырехступенчатого тока по первому варианту в 3,82 раза уменьшается дРГф и на 49% увеличивается средняя мощность при том же значении её амплитуды.
Предлагается и анализируется класс схем формирователей зарядного тока, построенных на базе однотактных преобразователей, в которых токоформирующие дроссели выполняют одновременно функцию размагничивания согласующего трансформатора. Вариант такой схемы ФТ и временные диаграммы показанны на рис.23а,б. При замкнутых УТХ, УТ2(?0..Л^ ток источника замыкается через две параллельно соединенных цепи: ; Когда он достигает
а) Рис.23 б)
заданной амплитуды (момент /г) УТг выключается и дроссели начинают отдавать свою энергию. Их ток замыкается через прежние обмотки, УТг, УЛг В момент времени когда сигнал ¿7,„,
пропорциональный приращению индукции трансформатора, достигает заданного уровня ¿7 , выключается УТ и включается УТг. Токи и напряжения обмоток трансформатора меняют знаки и продолжается этап отдачи энергии каждого из дросселей через УТ3, УОг Когда сигнал 17сменив знак, достигнет уровня - 17 вновь включаются УТ1, УТг и описанные процессы повторяются. Устройство автоматически работает с переменной частотой, зависящей от уровня выходного напряжения, формируя практически постоянный зарядный ток (с высокочастотной переменной составляющей). Такой режим является наиболее оптимальным для элементов ФТ.
Для получения ступенчатого тока служит предложенный и показанный на схеме трансформаторно-выпрямительный узел. Триада вентилей УВ4, ¥3+ УВ6'позволяет переключать выходы выпрямителей А1г Аг с параллельного соединения на
последовательное. При закрытом УБ мосты Ах, Лг соединены параллельно и их токи замыкаются через УОл, Если тиристор включить, то диоды запираются и выходы Ах, А2 соединяются последовательно. При этом без изменения амплитуды тока первичной цепи вдвое уменьшается выходной, т.е. зарядный ток. На рис.24, показанны временные диаграммы такого зарядного режима. Очевидно, что используя данный принцип переключений при четырех типовых токовых выходах можно получить три
ступени тока и т.д.
В работе рассмотренны и охарактеризованны схемы и режимы работы ряда устройств с подобной структурой цепей передачи энергии в ЕН, в том числе одноимпульсные ЗУ. В частности, изображенная на рис.25,а схема формирователя тока обладает расширенными функциональными возможно--стями. Она позволяет реализо-11 вать требуемые законы
Рис.24 изменения как входного, так и
выходного токов, причем частоты напряжения трансформатора и
РЛ
1 Ш
\ V
щ т т т
т -И-
-й-
Ф
Той
Е
Щ
нз-
к,
УВ&
24
Уй т
Рс» £ /х/ч/ ч/чЛЛ АЛДЛ
>1 'Си '^Лчл,
а)
б)
Рис.25
переменной составляющей потока дросселя могут не совпадать. На рис.25,б показанны временные диаграммы при формировании данным устройством зарядного тока с фиксированной передаваемой мощностью, а на рис.26 - входного синусоидального тока при использовании данной схемы в составе преобразователя переменного напряжения в постоянное.
В главе также обсуждаются вопросы построения ЗУ с
о
'вх. А
/, мс
8
10
повышенной выходной мощностью на базе типовых ячеек как с токовым выходом, так и в сочетании с ячейками источника напряжения.
Четвертая и пятая главы
диссертации посвящены бестрансформаторным выпрямителям понижающего и повышающего типов. В . начальном разделе показанно, что если индуктивный элемент (дроссель) включен в
'вх
25: 21 Ъ
-и-
щ
-ф
4 6 Рис.26.
последовательную цепь между источником однополярного напряжения (пульсирующего или квантованного) и емкостной нагрузкой (<?ф//-/?„), то управляя с помощью ключей скоростью накопления и отдачи его энергии, а также контурами её передачи, можно решать следующие задачи:
- формировать входные токи с предпочтительным для источника законом изменения;
- уменьшить переменную составляющую выходного тока при
щ прежних изменения магнит,----V — ^ ного потока дросселя;
- регулировать коэф-^нфициент передачи по
напряжению при сохранении или незначительном изменении формы входного тока;
- получать повышенное выходное напряжение с улучшенной формой входного тока.
Данные положения явились основой синтеза ряда новых схем преобразователей перемен-ного напряжения в постоянное. На рис.28 показанны схема и временные диаграмы выпрямителя, в котором
Рис.28
"К
ступенчатый входной ток формируется за счет автоматического переключения обтекаемых током витков сглаживающего дросселя в моменты равенства входного и выходного напряжений. Анализ данного и других устройств этого класса проведен с использованием следующих основных параметров: К~им/&тех - коэффициент передачи по напряжению; Х£кр= со£кр/7?н - относительное сопротивление дросселя в критическом режиме; В=Ь/Ь^ - коффициент запаса; К Р - коэффициент расчетной
мощности дросселя;
Кц
2 3 4 Рис.29
^ = о2/(?/Гпл, А^*=юЛнСЛГпл - относительные коэффициенты пульсаций; у=Р/в - коэффициент мощности.
Как видно из рис.29, при коэффициенте трансформации п=\¥^/Ш=2 выпрямитель по рис.28 обладает повышенными значениями коэффициента мощности (у_юах=0,972) и коэффициента передачи, а также уменьшенной величиной А".'Однако при этом возраствет требуемая емкость фильтра, (при В= 1 примерно на 7%), причем с определенного значения индуктивность дросселя не влияет на К^. Данное положение объяснимо и является принципиальным, так как при одноканальной передаче энергии требование синусоидальности входного тока и постоянства выходного (тока дросселя) является противоречивым. Это противоречие разрешается при организации нескольких параллельных каналов передачи
\Ьг
^ Т "Ч"' "Ч5 т О
п
У2 +
Ж
К
к
Уб
21
в
а)
Рис.30
энергии. Пример такого выпрямителя и соответствующие временные диаграммы показании на рис.30,а,б. Данная схема по принципу работы является составной, в которой два моста со сглаживающими дросселями присоединены к общей нагрузке. Если парами вентилей У1, У3; У4, Уъ обеспечивать соответственно отстающий и опережающий углы регулирования, то получим ступенчатый входной ток и одновременно уменьшенные пульсации выходного, т.е. суммарного тока дросселей. Приведенные на рис.31 зависимости наглядно показывают преимущества данной схемы по
1.0
0.9 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1
Кг
—х£ф
Щ
Сф
Ян
а)
0.1
0.3 0.5 0.637
1 Кл 1 1 Ф Ф »
1 г 1. 1 1 1 Г /„ 1 а
б) Рис.32
Рис.31
сравнению с классическим н мостовым управляемвм выпрямителем (для него графики показанны
пунктирной линией). При этом не возрастают суммарная
расчетная мощность дросселей, а также потери в вентилях. В работе рассмотрен ряд однофазных и трехфазных схем такого типа.
Проведенный анализ временных зависимостей мощностей и энергий в выпрямителе с ЬС - фильтром показал, что идеальный в плане энергоемкости фильтр должен на каждом полупериоде запасать и полностью отдавать -21% энергии, передаваемой нагрузке. Реальные устройства далеки от этого вследствие жесткой связи сглаживающих свойств пассивных фильтров с запасаемой в них энергией. Один из эффективных способов улучшения
«
сглаживающих свойств дросселя - переключение по определенному алгоритму обтекаемых током витков. Простейшая схема такого типа, содержащая два противофазно замыкющихся ключа, а также временные диаграммы показаны на рис.32. Проведенный анализ схемы показал, при оптимальном соотношении витков п^ТУ и
21
21 2^
Рис.33
углах переключения ключей Кх, Кг вблизи нуля переменной составляющей потока, требуемая емкость фильтрового конденсатора снижается в 3,5...6,2 раза. Расчетная мощность дросселя увеличивается при этом более чем на 20%.
Так как масса и габариты сглаживающих дросселей в составе выпрямителей сетевого напряжения составляют
значительную долю даже при В=1, то практический интерес представляют устройства, позволяющие
3
2
Рис.34
при оптимальном_____________— —
Х*=а£ф/Як =0,61; <У*=соСдЯ„=1,65 (см.рис.34), соответствующих углах коммутации ключей данное активное звено
уменьшить /,ф при сохранении хорошей формы потребляемых токов. На рис.33 показанна предложенная автором схема, в которой эта задача решается с помощью активного звена в составе дополнительного конденсатора Сд и вентильно-ключевого моста. Проведенный в работе анализ показал, что величин ЬСд, когда а также
пульсаций можно более чем в 3 раза уменьшить расчетную мощность дросселя и более чем в 6 раз величину емкости фильтра. В основной рабочей области емкость дополнительного конденсатора составляет до 30% от уменьшенной емкости выходного.
Введение дросселей в состав конденсаторных схем умножения напряжения позволяет коренным образом изменить их характеристики и придать новые свойства. Так, в изображенной на рис.35 однофазной схеме с удвоением выходного напряжения изменением фазы включения вентиля V можно регулировать коэффициент передачи Ки в пределах 2/п..Л/п . При этом входной ток имеет ступенчатую форму с непрерывным потреблением энергии от сети. Как показывает анализ, данная схема имеет меньшие значения коэффициента расчетной мощности дросселя и коэффициента пульсаций выходного напряжения А'п*. чем
а) . Рис.36
классический понижающий выпрямитель с тем же диапазоном изменения коэффициента передачи.
На рис.36,а показана схема трехфазного выпрямителя с "удвоением" выходного напряжения. Между вентилями катодной и анодной группы моста дополнительно включены диоды У2, Уа, конденсаторы Сх, С2, С3 и расположенные на одном магнитопроводе обмотки дросселя Мг1, IV, Ж. Указанные дополнительные элементы образуют три идентичных зарядных цепи. Ток течет через ту из цепей, для которой разность между приложенным линейным напряжением и напряжением конденсатора максимальна, скачком переходя из одной обмотки дросселя в другую при угле <ркэ (см.рис.36,б). Аналогичный принцип использован при синтезе схемы с "утроением" выходного напряжения. В работе проведен детальный анализ данных устройств, а также ряда оригинальных повышающих выпрямителей, в которых многообмоточные дроссели работают в режиме промежуточных накопителей энергии. Показано, что предложенные повышающие выпрямители имеют высокие энергетические и массо-габаритные параметры.
В шестой главе дано краткое описание практических схем ГИТЭ бетатронов (см.табл.2), а также преобразователей (зарядных устройств, выпрямителей), входящих в системы питания лазеров и электротехнологических установок.
Табл. 2
Тип бетатрона Обь-М МИБ-6 Краб Б5Д-25 Б-35
Энергия контура (Дж) 46 117 380 - 4000 5080
Амплитуда напряжения (В) 960 1080 920 8600 9200
Амплитуда тока ЭМ (А) 232 170 390 200 400
Частота импульсов тока (Гц) 200 200 100 100 100
Скважность тока 3,3 1,4 1,5 1,1 1,09 :
Добротность ГИТЭ 20 28 40 74 94
Питающая сеть -(110,127, 220,240)В; 50,60 Гц -220. В; 50,60 Гц =2 Г* В -220/380В 50 Гц -220/380.В 50 Гц
Заключение:
Основные результаты работы состоят в следующем:
1. Разработана методика расчета потерь в формирователях импульсов тока электромагнита (ФИТЭ) бетатронов и показано, что существуют оптимальные режимы как по потерям в отдельных элементах, так и в ФИТЭ в целом. Проведен анализ базовых и предложенных схем тиристорных коммутационных узлов, реализующих данные режимы.
2. Проведена систематизация принципов построения устройств компенсации потерь в ФИТЭ. Показано, что ввод энергии в контур импульсного возбуждения электромагнита целесообразно осуществлять путем подключения последовательно с электромагнитом непосредственно источника напряжения или источника с токоформирующим дросселем, который может выполнять функции промежуточного накопителя энергии. Предложены новые типы генераторов тока с питанием как от промышленной сети, так и от автономных источников постоянного напряжения.
3. Показана эффективность построения зарядных устройств на базе формирователей ступенчато-падающего тока.
Предложен класс индуктивно-ключевых преобразователей модуляционного типа с управляемым токовым выходом и обоснованы рекомендуемые режимы работы данных устройств в качестве зарядных.
4. С целью улучшения энергетических и массо-габаритных параметров однофазных неуправляемых выпрямителей предложено и обосновано: переводить сглаживающий дроссель ХС-фильтра в режим формирователя ступенчатого тока; вводить в состав фильтра дополнительные активные токоформирующие звенья емкостного и индуктивного типов.
5. Предложены и исследованы новые схемы бестрансформаторных выпрямителей понижающего и повышающего типов, построенные на базе ряда вентильно-индуктивных, в том числе магнитно-связанных цепей. Показано, что данные устройства обладают улучшенными характеристиками.
6. Разработан ряд практических схем генераторов и преобразователей, позволившие улучшить технико-экномические показатели бетатронов и электротехнологических установок
■
Основное содержание диссертации изложено в следующих
работах:
1.Багинский Б.А. Бестрансформаторные преобразователи переменного напряжения в постоянное. - Томск: Изд-во Том. унта, 1990.-224 с.
2. Багииский Б.А. Источники питания импульсно-периодических газовых лазеров // В кн.: Месяц Г.А., Осипов В.В., Тарасенко В.Ф. Импульсные газовые лазеры. - М: Наука, 1991. - С. 216 - 245.
3. Багинский Б.А.,Макаревич В.Н. Мощность потерь в накопительных конденсаторах формирователей импульсных магнитных полей // Электричество.-1986.- № 10.- С. 68 - 71.
4. Багинский Б.А., Макаревич В.Н. Расчёт потерь в электромагнитах импульсных бетатронов // Изв. вузов. Электромеханика.-1987.- № 3.- С.13-17.
5. Багинский Б.А.,Макаревич В.Н.,Штейн М.М. Генератор импульсов тока электромагнита индукционного ускорителя // Приборы и техника эксперимента. - 1987,- № 3,- С. 22 - 24.
6. Багинский Б.А., Браславский Г.Д. Тиристорные• генераторы для импульсного возбуждения электромагнитов с непосредственнымпитанием от сети переменного тока // Приборы и техника эксперимента.-1988.- № 3. - С. 156 - 160.
7. Багинский Б.А.,Макаревич В.Н., Штейн М.М. Тиристорный генератор импульсов тока электромагнита бетатрона с питанием от низковольтного автономного источника // Приборы и техника эксперимента. -1988.- № 4.- С. 16-18.
8. Багинский Б.А., Штейн М.М., Гордеев Г.Г. Анализ схем возбуждения импульсных бетатронов // Ускорители электронов и электрофизические установки: Межвуз.науч.-техн.сборник/ ТПИ.-Томск, 1978.- С. 127 - 136.
9. Багинский Б.А., Штейн М.М., Отрубянников Ю.А. К вопросу стабилизации параметров излучения импульсных бетатронов // Известия ТПИ.-1974.- Т. 279.- С. 104 - 109.
10. Багинский Б.А., Отрубянников Ю.А. Стабилизация питания электромагнита импульсного бетатрона при квазитреугольных импульсах тока // Известия ТПИ .-1974.- Т. 279,- С. 86 - 89.
11.Багинский Б.А., Отрубянников Ю.А. Анализ тиристорного формирователя импульсов с трансформаторным выходом // Электротехника.- 1980.- № 3.- С. 48 - 50.
12. Багинский Б.А., Отрубянников Ю.А, Ярославцев Е.В. Устройства задержки на переключающих диодах // Приборы л
техника эксперимента,- 1975.- № 1.- С. 125 - 126.
13. Багинский Б. А., Макаревич В.Н., Ярославцев Ё.В, Лизогуб В.Г. Транзисторные преобразователи для питания лазеров // Тр.. 10 Всесоюз. симп. по акустическому и лазерному зондированию атмосферы. - Томск, 1989.- С. 293 - 297.
14. Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Лизогуб В.Г. Транзисторный преобразователь с токовым выходом для зарядных устройств // V Всесоюзн. НТК. " Проблемы преобразовательной техники ": Тез. докл.- Киев, 1991.- Ч.З. - С. 264 - 266.
15. Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Ярославцев Е.В. Высокочастотный зарядный преобразователь // V Всесоюзн. НТК. "Проблемы преобразовательной техники": Тез. докл.- Киев, 1991.-Ч.З. - С. 225 - 227.
16. Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Вознюк А.Г. Системы питания импульсных лазеров // Электронная техника . Сер. 11 " Лазерная техника и оптоэлектроника".- 1990, Вып.4.-(56) С. 40 - 46.
17. Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. Однотактный преобразователь постоянного напряжения с размагничиваемым силовым трансформатором // III Всесоюзн. НТК. " Проблемы преобразовательной техники": Тез. докл.- Киев, 1983. - 4.5. - С. 117 - 120.
18. Александров Е.И., Багинский Б.А., Вознюк А.Г. и др. Система питания автономного малогабаритного твердотельного лазера // Электронная техника. Сер. 11. " Лазерная техника и оптоэлектроника" -1985, Вып. 4. - С. 50 - 55.
19. Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Штейн М.М. Высоковольтный стабилизированный источник питания // Приборы и техника эксперимента. - 1978. - № 3. - С. 172 - 173.
20. Багинский Б.А., Макаревич В.Н. Малогабаритный сетевой источник питания // Приборы и техника экспетимента. - 1989. -№ 6.-С. 116 - 118.
21. Багинский Б.А., Евтушенко Г.С., Лизогуб В.Г. и др. Малогабаритный лазер на парах металлов с эффективной накачкой для медицинских и других применений // Оптика атмосферы и океана. - 1993, ТБ. - № 3. - С. 731 - 736.
22. Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. Методика расчета мостового однофазного выпрямителя с вентильно-индуктивным формированием входного тока // Электричество. - 1987. - № 3. - С. 38 - 43.
23. Багинский Б.А., Трубников М.Л. Бестрансформаторный преобразователь переменного напряжения в повышенное постоянное
// Изв. вузов. Электромеханика. - 1988. - № 1. - С. 63 - 68.
24. Багинский Б.А., Трубников M.JI. Анализ однофазных преобразователей переменного напряжения в регулируемое постоянное // Электротехника. - 1988. - № 2. - С. 63 - 66.
25. Багинский Б.А. Способ регулирования постоянных напряжений с неизменной формой входного тока // IV-я Всесоюзн. НТК " Проблемы преобразовательной техники": Тез. докл. - Киев, 1987, 4.5. - С.26 - 28.
26. A.c. 1465943, МКИ НОЗк 3/53 Генератор импульсов тока / Багинский Б.А., Макаревич В.Н. - 4с.: ил. 3.
27. A.c. 1473679, МКИ НОЗк 3/53, Н05Н 7/00 Генератор импульсов тока / Багинский Б.А., Отрубянников Ю.А. - Зс.: ил.2.
28. A.c. 519062, МКИ НОЗК 3/53 Генератор импульсов тока / Багинский Б.А., Штейн М.М. - Зс.: ил.2.
29. A.c. 1271323, МКИ НОЗК Импульсный тиристорный генератор / Багинский Б.А., Макаревич В.Н. - 4с.: ил. 2.
30. A.c. 1254995, МКИ НОЗК 3/53 Генератор импульсов / Багинский Б.А., Макаревич В.Н. - Зс.: ил. 2.
31. A.c. 959602, МКИ НОЗК 3/53. Генератор импульсов тока / Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Штейн М.М. - 6с.: ил. 3.
32. A.c. 548124, МКИ НОЗК 3/53 Устройство для формирования импульсных магнитных полей / Багинский Б.А., Штейн М.М. -4с.: ил. 2.
33. A.c. 1123502, МКИ НОЗК 3/53 Генератор импульсов / Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Штейн М.М. - 5с.: ил. 2.
34. A.c. 661743, МКИ НОЗК 5/01 Формирователь импульсов / Багинский Б.А., Гордеев П.Г., Штейн М.М. - Зс.: ил. 3.
35. A.c. 1499434, МКИ НОЗК 3/53 Генератор импульсов тока индуктивной нагрузки / Багинский Б.А., Браславский Г.Д. - Зс.: ил. 2.
36. A.c. 1309266, МКИ НОЗК 3/53 Формирователь импульсов тока / Багинский Б.А. - 5с.: ил. 4.
37. A.c. 1465948, МКИ НОЗК 3/53 Формирователь импульсов тока / Багинский Б.А., Отрубянников Ю.А. - Зс.: ил. 2.
38. A.c. 1432741, МКИ НОЗК 3/53 Формирователь импульсов тока / Багинский Б.А., Гончаров В.И., Лапицкий И.И.и др. - 5с.: ил. 2.
39. A.c. 744869, МКИ Н01М 3/135 Способ регулирования выходного напряжения преобразователей постоянного напряжения в постоянное / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - 4с.: ил. 3.
40. A.c. 744868, МКИ Н02М 3/135 Преобразователь постоянного напряжения в постоянное / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - Зс.:
ил. 2.
41. A.c. 1091283, МКИ Н02М 3/135 Способ регулирования выходного напряжения преобразователей постоянного напряжения в постоянное / Багинский Б.А. - Зс.: ил. 2.
42. A.c. 1091284, МКИ Н02р 13/16 Преобразователь постоянного напряжения в постоянное / Багинский Б.А. - Зс.: ил. 1.
43. А.с.1415358, МКИ Н02М 1/08 Способ управления многозвенным импульсным преобразователем постоянного тока в постоянный / Багинский Б.А., Губерт А.Ф. - 4с.: ил. 2.
44. A.c. 1233250 МКИ Н02М 3/335 Стабилизированный конвертор / Багинский Б.А., Губерт А.Ф. - 4с.: ил. 2.
45. A.c. 1150717, МКИ Н02М 7/145 Преобразователь переменного напряжения в регулируемое постоянное (его варианты) / Багинскиц. Б.А. - 6с.: ил. 6.
46. A.c. 669340, МКИ G05F 1/46 Стабилизатор выпрямленного напряжения / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - 2с.: ил. 2.
47. A.c. 744872, МКИ Н02М 7/12 Выпрямитель / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - Зс.: ил. 2.
48. A.c. 1179498, МКИ Н02М 7/06 Преобразователь переменного напряжения в постоянное / Багинский Б.А., Трубников M.JI., Ярославцев Е.В. - Зс.: ил. 2.
49. A.c. 1203658, МКИ Н02М 1/14 Устройство для ослабления пульсаций постоянного тока / Багинский Б.А., Трубников M.JI. -Зс.: ил. 2.
50. A.c. 1265938, МКИ Н02М 1/14 Устройство для ослабления пульсаций напряжения постоянного тока на выходе выпрямителя / Багинский Б.А., Трубников M.JI. - 4с.: ил. 2.
51. A.c. 1377981, МКИ Н02М 1/14 Устройство для ослабления пульсаций постоянного тока на выходе выпрямителя / Багинский,Б.А..Трубников M.JI. - Зс.: ил. 2.
52. A.c. 1394372, МКИ Н02М 7/10 Преобразователь переменного напряжения в повышенное постоянное / Багинский Б.А., Трубников M.JI. - Зс.: ил. 4.
53. A.c. 1203669, МКИ Н02М 7/12 Преобразователь переменного напряжения в постоянное / Багинский Б.А., Трубников M.JI. - 2с.: ил. 2.
54. A.c. 936293, МКИ Н02М 7/12 Преобразователь переменного напряжения в повышенное постоянное / Багинский Б.А., Штейн М.М., Щербинин С.И. - 4с.: ил. 2.
55. A.c. 832676, МКИ Н02М 7/10 Выпрямитель с утроением напряжения / Багинский Б.А., Щербинин С.И., Штейн М.М. - 4с.:
ил. 2.
56. A.c. 515218, МКИ Н02М 3/04 Устройство для стабилизации напряжения заряда емкостного накопителя / Багинский Б.А. - 2с.: ил. 1.
57. A.c. 744931, МКИ НОЗК 3/53 Регулятор напряжения заряда емкостного накопителя / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - Зс.: и л. 1.
58. A.c. 1224985, МКИ НОЗК 3/53 Устройство для зарядки конденсатора / Александров Е.И., Багинский Б.А., Вознюк А.Г., Макаревич В.Н. - 4с. : ил. 2.
59. A.c. И82610, МКИ Н02М 3/335 Однотактный преобразователь постоянного напряжения / Багинский Б.А. - Зс.: ил. 2.
60. A.c. 1697222, МКИ Н02М 3/335 Однотактный преобразователь постоянного напряжения / Багинский Б.А., Макаревич В.Н. - Зс.: ил. 2.
61. A.c. 1249668, МКИ Н02М 3/335 Однотактный преобразователь 'постоянного напряжения / Багинский Б.А. - Зс.: ил. 2.
62. A.c. 575745, МКИ Н02М 3/335 Импульсный стабилизированный однотактный конвертор / Багинский Б.А., Ярославцев Е.В. - 2с.: ил. 1.
63. A.c. 748383, МКИ G05F 1/56 Импульсный параметрический стабилизатор постоянного тока / Багинский Б.А., Власов В.В. -4с.: ил. 3.
64. A.c. 1777214, МКИ Н02М 3/335 Преобразователь постоянного напряжения / Багинский Б.А., Макаревич В.Н., Свиридов В.В. -5с.: пл. 2.
65. A.c. 1524163, МКИ НОЗК 3/53 Устройство заряда емкостного накопителя / Багинский Б.А., Щербинин С.И. - 4с.: ил. 2.
